中頻感應加熱電源的設計及原理46[共46頁](1)

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1、 桂林電子工業(yè)學院畢業(yè)設計說明書 0096編號： 畢業(yè)設計論文 課 題： 中頻感應加熱電源的設計 院 （系）： 機電與交通工程系 專 業(yè)： 電氣工程及其自動化 學生姓名： 吳 科 虎 學 號： 020120221 指導教師單位： 電氣工程教研室 姓 名：

2、 何 少 佳 職 稱： 高級實驗師 題目類型： 理論研究 實驗研究 工程設計√ 工程技術研究 軟件開發(fā) 2006年 06月 03 日 摘 要 中頻感應加熱以其加熱效率高、速度快，可控性好及易于實現(xiàn)機械化、自動化等優(yōu)點，已在熔煉、鑄造、彎管、熱鍛、焊接和表面熱處理等行業(yè)得到廣泛的應用。 本設計根據(jù)設計任務進行了方案設計，設計了相應的硬件電路，研制了20KW中頻感應加熱電源。 本設計中感應加熱電源采用IGBT作為開關器件，可工作在10 Hz～10 kHz頻段

3、。它由整流器、濾波器、和逆變器組成。整流器采用不可控三相全橋式整流電路。濾波器采用兩個電解電容和一個電感組成Ⅱ型濾波器濾波和無源功率因數(shù)校正。逆變器主要由PWM控制器SG3525A控制四個IGBT的開通和關斷，實現(xiàn)DC-AC的轉換。 設計中采用的芯片主要是PWM控制器SG3525A和光耦合驅動電路HCPL-316J。設計過程中程充分利用了SG3525A的控制性能，具有寬的可調工作頻率，死區(qū)時間可調，具有輸入欠電壓鎖定功能和雙路輸出電流。由于HCPL-316J具有快的開關速度（500ns），光隔離，故障狀態(tài)反饋，可配置自動復位、自動關閉等功能，所以選擇其作為IGBT的驅動。 對原理樣

4、機的調試結果表明，所完成的設計實現(xiàn)了設計任務規(guī)定的基本功能。此外，為了滿足不同器件對功率需要的要求，設計了功率可調。這部分超出了設計任務書規(guī)定的任務。 關鍵詞：感應加熱電源；串聯(lián)諧振；逆變電路；IGBT Abstract The Intermediate Frequency Induction Heating has been widely applied in melting, casting, bend, hot forging, welding, Surface Heat Treatment due to its ad

5、vantages of high heating efficiency、high speed、easily controlled、easily being mechanized and automated. The scheme has made a plan of designs based on the task of design, designed corresponding hardware circuit and developed 20kW intermediate frequency induction heating power system. The thesis

6、discusses the Choice of converter scheme in detail. Series Resonance Inverter has another name is Voltage Inverter. Its Output Voltage approaches square wave and load current approaches sine-wave. Inversion must follow the Principles of break before make and there is enough dead-time between turn-of

7、f and turn on in order to avoiding direct through in upper and lower bridges. The thesis discussed the Choice of converter scheme in detail as well as introduced the control circuit of this power source and its design principle. Develop 20kW intermediate frequency induction heating power system

8、with switch element IGBT. Make a research on Converter Circuit, control circuit, driver circuit etc. The CMOS chip that is applied in the design is mainly PWM Controller SG3525A and optical coupler Drive Circuit HCPL-316J. The controlled feature of PWM Controller SG3525A is fully utilized in the p

9、rocess of design, which has wide adjustable operating frequency and dead time, input under voltage lock function and twin channel output current. The optical coupler Drive Circuit HCPL-316J is chosen as the driven of IGBT due to its functions, such as fast switch speed (500ns), optical isolation, th

10、e feedback of fault situation, wide operating voltage (15V～30V), automatic reset and automatic close down etc. Key words：Induction heating power supply; series resonance；inverse circuit；IGBT 目 錄 引言 1 1 緒論 2 1.1 感應加熱的工作原理 2 1.2 感應加熱電源技術發(fā)展現(xiàn)狀與趨勢 3 2 感應加熱電源實現(xiàn)方案研究 5 2.1

11、串并聯(lián)諧振電路的比較 5 2.2 串聯(lián)諧振電源工作原理 7 2.3 電路的功率調節(jié)原理 8 2.4 本課題設計思路及主要設計內容 8 3 感應加熱電源電路的主回路設計 9 3.1 主電路的主要設計元器件參數(shù) 9 3.2 感應加熱電源電路的主回路結構 9 3.2.1主回路的等效模型 10 3.2.2整流部分電路分析 13 3.2.3逆變部分電路分析 15 3.3 系統(tǒng)主回路的元器件參數(shù)設定 16 3.3.1整流二極管和濾波電路元件選擇 16 3.3.2IGBT和續(xù)流二極管的選擇 17 3.3.3槽路電容和電感的參數(shù)設定 18 4 控制電路的設計 19 4.1控制

12、芯片SG3525A 19 4.1.1內部邏輯電路結構分析 20 4.1.2芯片管腳及其功能介紹 21 4.2 電流互感器 23 5 驅動電路的設計 24 5.1 絕緣柵雙極型晶體管（IGBT）對驅動電路的要求 24 5.1.1門極電壓對開關特性的影響及選擇 24 5.1.2門極串聯(lián)電阻對開關特性的影響及選擇 25 5.2 IGBT過壓的原因及抑制 25 5.3 IGBT的過流保護 26 5.3.1設計短路保護電路的幾點要求 27 5.4 集成光電隔離驅動模塊HCPL-316J 27 5.4.1器件特性 27 5.4.2芯片管腳及其功能介紹 28 5.4.3內部邏輯

13、電路結構分析 28 5.4.4器件功能分析 29 5.4.5驅動電路的試驗和注意問題 30 6 輔助直流穩(wěn)壓電源 31 6.1 三端固定穩(wěn)壓器 31 6.2 本次設計用的的電源 32 6.2.1 18伏，15伏穩(wěn)壓電壓電源 32 6.2.2 12伏，5伏雙路穩(wěn)壓電源 32 6.2.3元器件選擇及參數(shù)計算 33 7 硬件調試 34 8 結論 35 致謝 37 參考文獻 38 附錄一 整體電路原理圖 39 附錄二控制電路PCB 40 桂林電子工業(yè)學院畢業(yè)設計說明書 第 41 頁 共 40 頁

14、引言 隨著功率器件的發(fā)展，感應加熱電源的頻率也逐步提高，經(jīng)歷了中頻、超音頻、高頻幾個階段。在感應加熱電源的應用中，淬火、焊管、焊接等工藝都要求高頻率高功率的電源。功率MOSFET雖然可以實現(xiàn)高頻工作，但其電壓、電流容量等級低，大功率電源需采用串、并聯(lián)技術，影響了電源運行的可靠性。絕緣柵雙極晶體管(IGBT)比較容易實現(xiàn)電源高功率化，但在高頻情況下，其開關損耗，尤其是IGBT關斷時存在的尾部電流，會限制工作頻率的進一步提高。 本文論述的中頻感應加熱電源采用功率自關斷功率器件IGBT，負載頻率是開關管工作頻率的二倍，間接拓寬了IGBT的使用頻率；功率管工作于零電流開關狀態(tài)，徹底消除了尾部電流引

15、起的關斷損耗，理論上可實現(xiàn)零開關損耗；同時采用死區(qū)控制策略后，可實現(xiàn)負載阻抗調節(jié)。以往一般采用晶閘管來實現(xiàn)逆變電路，但是晶閘管關斷期反壓太低，參數(shù)匹配麻煩，輸出頻率仍然偏低；而采用IGBT后，并讓電路工作在電流斷續(xù)狀態(tài)下，這些問題都得到很好地解決。 為滿足中小工件加熱的需要，研制了一種新型線效的中頻感應加熱電源。該電源具有輸出電壓低圈匝數(shù)少、不需要中頻變壓器降壓、結構簡單、效率高。 1 緒論 感應加熱具有加熱效率高、速度快、可控性好及易于實現(xiàn)自動化等優(yōu)點，廣泛應用于金屬熔煉、透熱、熱處理和焊接等工業(yè)生產過程中，

16、成為冶金、國防、機械加工等部門及鑄、鍛和船舶、飛機、汽車制造業(yè)等不可缺少的技術手段。 1.1 感應加熱的工作原理 感應加熱原理為產生交變的電流，從而產生交變的磁場，在利用交變磁場來產生渦流達到加熱的效果。如圖1.1： 圖1.1 感應電流圖示 當交變電流通入感應圈時，感應圈內就會產生交變磁通，使感應圈內的工件受到電磁感應電勢。設工件的等效匝數(shù)為。則感應電勢： 　　　　　　　　　　 （1-1） 如果磁通是交變得，設，則 　　　　　　 有效值為： 　　　　　 （1-3） 感應電勢E在工件中產生感應電流使工件內部

17、開始加熱，其焦耳熱為： 　　　　　 （1-4） 式中： ——感應電流有效值（安），R——工件電阻（歐），t——時間（秒）。 這就是感應加熱的原理。感應加熱與其它的加熱方式，如燃氣加熱，電阻爐加熱等不同，它把電能直接送工件內部變成熱能，將工件加熱。而其他的加熱方式是先加熱工件表面，然后把熱再傳導加熱內部。 金屬中產生的功率為： 　 （1-5） 感應電勢和發(fā)熱功率不僅與頻率和磁場強弱有關，而且與工件的截面大小、截面形狀等有關，還與工件本身的導電、導磁特性等有關。 在感應加熱設備中存在著三個效應——集膚效應、近鄰效應和圓環(huán)效應。 集膚效應：當交變電流通

18、過導體時，沿導體截面上的電流分布式部均勻的，最大電流密度出現(xiàn)在導體的表面層，這種電流集聚的現(xiàn)象稱為集膚效應。 近鄰效應——當兩根通有交流電的導體靠得很近時，在互相影響下，兩導體中的電流要重新分布。當兩根導體流的電流是反方向時，最大電流密度出現(xiàn)在導體內側；當兩根導體流的電流是同方向時，最大電流密度出現(xiàn)在導體外側，這種現(xiàn)象稱為近鄰效應。 圓環(huán)效應：若將交流電通過圓環(huán)形線圈時，最大電流密度出現(xiàn)在線圈導體的內側，這種現(xiàn)象稱為圓環(huán)效應。 感應加熱電源就是綜合利用這三種效應的設備。在感應線圈中置以金屬工件，感應線圈兩端加上交流電壓，產生交流電流，在工件中產生感應電流。此兩電流方向相反，情況與兩根平行

19、母線流過方向相反的電流相似。當電流和感應電流相互靠攏時，線圈和工件表現(xiàn)出鄰近效應，結果，電流集聚在線圈的內側表面，電流聚集在工件的外表面。這時線圈本身表現(xiàn)為圓環(huán)效應，而工件本身表現(xiàn)為集膚效應。 交變磁場在導體中感應出的電流亦稱為渦流。工件中產生的渦流由于集膚效應，沿橫截面由表面至中心按指數(shù)規(guī)律衰減，工程上規(guī)定，當渦流強度從表面向內層降低到其數(shù)值等于最大渦流強度的1/e(即36.8% )，該處到表面的距離△稱為電流透入深度。由于渦流所產生的熱量與渦流的平方成正比，因此由表面至芯部熱量下降速度要比渦流下降速度快的多，可以認為熱量(85～90%)集中在厚度為△的薄層中。透入深度△由下式確定

20、： （1-6） 式中: ρ——工件電阻率（Ω?m ）, μ?！婵沾艑?π10(H/m). μ——工件磁導率(H/m ), μ——工件相對磁導率， ω——角頻率(rad/s )， f——頻率(HZ)。 將μ。和π的數(shù)值代入，即可得公式: （1-7） 從上式可以看出，當材料電阻率、相對磁導率給定后，透入深度△僅與頻率f平方根成反比，此工件的加熱厚度可以方便的通過調節(jié)頻率來加以控制。頻率越高，工件的加熱厚度就越薄。這種性質在工業(yè)金屬熱處理方面獲得了廣泛的應用。 1.2 感應加熱電源技術發(fā)展

21、現(xiàn)狀與趨勢 （1）感應加熱電源技術發(fā)展現(xiàn)狀 感應電源按頻率范圍可分為以下等級：500Hz以下為低頻，1-10KHz為中頻；20KHz以上為超音頻和高頻。感應加熱電源發(fā)展與電力電子器件的發(fā)展密切相關。1970年浙大研制成功國內第一臺100KW/1KHz晶閘管中頻電源以來，國產KGPS系列中頻電源已覆蓋了中頻機組的全部型號。在超音頻電源方面，日本在1986年就利用SITH研制出100KW/60KHz的超音頻電源，此后日本和西班牙又在1991年相繼研制出500KW/50KHz和200KW/50KHz的IGBT超音頻電源。國內在超音頻領域與國外還有一定差距，但發(fā)展很快，1995年浙大研制出50KW

22、/50KHz的IGBT超音頻電源，北京有色金屬研究總院和本溪高頻電源設備廠在1996年聯(lián)合研制出100KW/20KHz的IGBT電源。在高頻這一頻段可供選擇的全控型器件只有靜電感應晶閘管（SITH）和功率場效應晶閘管（MOSFET），前者是日本研制的3KW～200KW，20KHz～300KHz系列高頻電源,后者由歐美采用MOSFET研制成功輸出頻率為200～300KHz,輸出功率為100～400KW的高頻電源。與國外相比，國內導體高頻電源存在較大差距，鐵嶺高頻設備廠1993年研制成功80KW/150KHz的SIT高頻電源，但由于SIT很少進入國際化流通渠道，整機價格偏高，并沒有投入商業(yè)運行?，F(xiàn)

23、在，電力電子應用國家工程中心設計研制出了5～50KW/100～400KHz高頻MOSFET逆變電源。上海寶鋼1420冷軋生產線于1998年引進了日本富士公司的71～80KHz,3200KW高頻感應加熱電源，是目前世界上最為先進的逆變電源。 總體說來，國內在感應加熱電源的設計開發(fā)和產品化方面雖有發(fā)展，但遠不能適應我國工業(yè)發(fā)展的要求，對于應用范圍越來越廣泛的高頻感應加熱電源領域的研究尤為薄弱，處于剛剛起步階段。 （1）感應加熱電源技術發(fā)展與趨勢 感應加熱電源的水平與半導體功率器件的發(fā)展密切相關，因此當前功率器件在性能上的不斷完善，使得感應加熱電源的發(fā)展趨勢呈現(xiàn)出以下幾方面的特點。 ①高頻率

24、 目前，感應加熱電源在中頻頻段主要采用晶閘管，超音頻頻段主要采用IGBT，而高頻頻段，由于SIT存在高導通損耗等缺陷，主要發(fā)展MOSFET電源。感應加熱電源諧振逆變器中采用的功率器件利于實現(xiàn)軟開關，但是，感應加熱電源通常功率較大，對功率器件，無源器件，電纜，布線，接地，屏蔽等均有許多特殊要求，尤其是高頻電源。因此，實現(xiàn)感應加熱電源高頻化仍有許多應用基礎技術需要進一步探討。 ②大容量化 從電路的角度來考慮感應加熱電源的大容量化，可將大容量化技術分為二大類：一類是器件的串、并聯(lián)，另一類是多臺電源的串、并聯(lián)器件的均流問題，由于器件制造工藝和參數(shù)的離散性，限制了器件的串、并聯(lián)數(shù)目，且串、并聯(lián)數(shù)越

25、多，裝置的可靠性越差。多臺電源的串、并聯(lián)技術是在器件串、并聯(lián)技術基礎上進一步大容量化的有效手段，借助于可靠的電源串、并聯(lián)技術，在單機容量適當?shù)那闆r下，可簡單地通過串、并聯(lián)運行方式得到大容量裝置，每臺單機只是裝置的一個單元或一個模塊。感應加熱電源逆變器主要有并聯(lián)逆變器和串聯(lián)逆變器，串聯(lián)逆變器輸出可等效為一低阻抗的電壓源，當二電壓源并聯(lián)時，相互間的幅值、相位和頻率不同或波動時將導致很大的環(huán)流以致逆變器器件的電流產生嚴重不均，因此串聯(lián)逆變器存在并機擴容困難；而對并聯(lián)逆變器，逆變器輸入端的直流大電抗器可充當各并聯(lián)器之間的電流緩沖環(huán)節(jié)，使得輸入端的AC/DC或DC/AC環(huán)節(jié)有足夠的時間來糾正直流電源的偏

26、差，達到多機并聯(lián)擴容。 ③負載匹配 感應加熱電源多用于工業(yè)現(xiàn)場，其運行工況比較復雜，它與鋼鐵、冶金和金屬熱處理行業(yè)具有十分密切的聯(lián)系，他的負載對象各式各樣，而電源逆變器與負載是一有機的整體，負載直接影響到電源的運行效率和可靠性。對焊接、表面熱處理等負載，一般采用匹配變壓器連接電源和負載感應器，對高頻、超音頻電源用的匹配變壓器要求漏抗很小，如何實現(xiàn)匹配變壓器的高輸入效率，從磁性材料選擇到繞組結構的設計已成為一重要課題，另外，從電路拓撲上負載結構以三個無源元件代替原來的二哥無源元件以取消匹配變壓器，實現(xiàn)高效、低成本隔離匹配。 ④智能化控制 隨著感應熱處理生產線自動化控制程度及對電源可靠性要

27、求的提高，感應加熱電源正向智能化控制方向發(fā)展。具有計算機智能接口、遠程控制、故障自動診斷等控制性能的感應加熱電源正成為下一代發(fā)展目標。 2 感應加熱電源及其實現(xiàn)方案研究 2.1 串并聯(lián)諧振電路的比較 感應加熱電源根據(jù)補償形式分為兩種，并聯(lián)諧振式(電流型)電源 和串聯(lián)諧振式(電壓型)電源。 圖2.1感應加熱電源主電路圖 并聯(lián)諧振式電源采用的逆變器是并聯(lián)諧振逆變器，其負載為并聯(lián)諧振負載。通常需電流源供電，在感應加熱中，電流源通常由整流器加一個大電感構成。由于電感值較大，可以近似認為逆變器輸入端電流固定不變。交替開通和關斷逆變器上的可控器件就可以在逆變器的輸出端獲得交變的方波

28、電流，其電流幅值取決于逆變器的輸入端電流值，頻率取決于器件的開關頻率。 串聯(lián)諧振式電源采用的逆變器是串聯(lián)諧振逆變器，其負載為串聯(lián)諧振負載。通常需電壓源供電，在感應加熱中，電壓源通常由整流器加一個大電容構成。由于電容值較大，可以近似認為逆變器輸入端電壓固定不變。交替開通和關斷逆變器上的可控器件就可以在逆變器的輸出端獲得交變的方波電壓，其電壓幅值取決于逆變器的輸入端電壓值，頻率取決于器件的開關頻率。 串聯(lián)諧振逆變器和并聯(lián)諧振逆變器的差別，源于它們所用的振蕩電路不同，前者是用L、R和C串聯(lián)，后者是L、R和C并聯(lián)； (1)串聯(lián)諧振逆變器的輸入電壓恒定，輸出電流近似正弦波，輸出電壓為矩

29、形波，換流是在晶閘管上電流過零以后進行，因而電流總是超前電壓－φ角。 并聯(lián)諧振逆變器的輸入電流恒定，輸出電壓近似正弦波，輸出電流為矩形波，換流是在諧振電容器上電壓過零以前進行，負載電流也總是越前于電壓－φ角。這就是說，兩者都是工作在容性負載狀態(tài)。 (2)串聯(lián)諧振逆變器在換流時，晶閘管是自然關斷的，關斷前其電流己逐漸減少到零，因而關斷時間短，損耗小。在換流時，關斷的晶閘管受反壓的時間較長。 并聯(lián)諧振逆變器在換流時，晶閘管是在全電流運行中被強迫關斷的，電流被迫降至零以后還需加一段反壓時間，因而關斷時間較長。相比之下，串聯(lián)諧振逆變器更適宜于在工作頻率較高的感應加熱裝置中使用。 (3)

30、串聯(lián)諧振逆變器起動較容易，適用于頻繁起動工作的場所；而并聯(lián)諧振逆變器需附加起動電路，起動較為困難，起動時間長。至今仍有人在研究并聯(lián)諧振逆變器的起動問題。 串聯(lián)諧振逆變器晶閘管暫時丟失脈沖，會使振蕩停止，但不會造成逆變顛覆。而并聯(lián)諧振逆變器晶閘管偶爾丟失觸發(fā)脈沖時，仍可維持振蕩。 (4)串聯(lián)諧振逆變器并接大的濾波電容器，當逆變失敗時，浪涌電流大，保護困難。但隨著保護手段的不斷完善以及器件模塊本身也有自帶保護功能，串聯(lián)諧振逆變器的保護不再是難題。 并聯(lián)諧振逆變器串接大電抗器，但在逆變失敗時，由于電流受大電抗限制，沖擊不大，較易保護。 (5)串聯(lián)諧振逆變器感應線圈上的電壓和補償電容器

31、上的電壓，都為諧振逆變器輸出電壓的Q倍。當Q值變化時，電壓變化比較大，所以對負載的變化適應性差。流過感應線圈上的電流，等于諧振逆變器的輸出電流。 并聯(lián)諧振逆變器的感應線圈和補償電容器上的電壓，都等于逆變器的輸出電壓，而流過它們的電流，則都是逆變器輸出電流的Q倍。逆變器器件關斷時，將承受較高的正向電壓，器件的電壓參數(shù)要求較高。 (6)串聯(lián)諧振逆變器的感應加熱線圈與逆變電源(包括補償電容器)的距離較遠時，對輸出功率的影響較小。而對并聯(lián)諧振逆變器來說，感應加熱線圈應盡量靠近電源(特別是補償電容器)，否則功率輸出和效率都會大幅度降低。 綜合比較串、并聯(lián)諧振逆變器的優(yōu)缺點，決定對串聯(lián)諧振式電源進行

32、研究。 2.2 串聯(lián)諧振電源工作原理 串聯(lián)諧振逆變器也稱電壓型逆變器，其原理圖如圖2.2所示。串聯(lián)諧振型逆變器的輸出電壓為近似方波，由于電路工作在諧振頻率附近，使振蕩電路對于基波具有最小阻抗，所以負載電流近似正弦波同時，為避免逆變器上、下橋臂間的直通，換流必須遵循先關斷后導通的原則，在關斷與導通間必須留有足夠的死區(qū)時間。 圖2.2 串聯(lián)逆變器結構 （a）容性負載 （b）感性負載 圖 2.3負載輸出波形

33、 當串聯(lián)諧振逆變器在低端失諧時(容性負載)，它的波形見圖2.3(a)。由圖可見，工作在容性負載狀態(tài)時，輸出電流的相位超前于電壓相位，因此在負載電壓仍為正時，電流先過零，上、下橋臂間的換流則從上(下)橋臂的二極管換至下(上)橋臂的MOSFET。由于MOSFET寄生的反并聯(lián)二極管具有慢的反向恢復特性，使得在換流時會產生較大的反向恢復電流，而使器件產生較大的開關損耗，而且在二極管反向恢復電流迅速下降至零時，會在與MOSFET串聯(lián)的寄生電感中產生大的感生電勢，而使MOSFET受到很高電壓尖峰的沖擊當串聯(lián)諧振型逆變器在高端失諧狀態(tài)時(感性負載)，它的工作波形見圖2.3(b)。由圖可見，工作在感性負載狀

34、態(tài)時，輸出電流的相位滯后于電壓相位，其換流過程是這樣進行的，當上(下)橋臂的MOSFET關斷后，負載電流換至下（上）橋臂的反并聯(lián)的二極管中，在滯后一個死區(qū)時間后，下(上)橋臂的MOSFET加上開通脈沖等待電流自然過零后從二極管換至同橋臂的MOSFET.由與MOSFET中的電流是從零開始上升的，因而基本實現(xiàn)了零電流開通，其開關損耗很小。另一方面，MOSFET關斷時電流尚末過零，此時仍存在一定的關斷損耗，但是由于MOSFET關斷時間很短，預留的死區(qū)不長，并且因死區(qū)而必須的功率因數(shù)角并不大，所以適當?shù)乜刂颇孀兤鞯墓ぷ黝l率，使之略高于負載電路的諧振頻率，就可以使上(下)橋臂的MOSFET向下(上)橋臂

35、的反并聯(lián)的二極管換流其瞬間電流也是很小的，即MOSFET關斷和反并聯(lián)二極管開通是在小電流下發(fā)生的，這樣也限制了器件的關斷損耗。上述分析可知，串聯(lián)諧振型逆變器在適當?shù)墓ぷ鞣绞较?，開關損耗很小因而，可以工作在較高的工作頻率下這也是串聯(lián)諧振型逆變器在半導體高頻感應加熱電源中受到更多重視的主要原因之一。 2.3 電路的功率調節(jié)原理 電源工作在開關頻率大于諧振頻率狀態(tài)，負載呈感性，負載電流滯后于輸出電壓r角。所以在高頻條件下輸出功率表達式為： 式中的0. 9是因為矩形波所乘的波形率。從式中可以看出當輸入電壓一定時

36、，可以通過調節(jié)輸出電流滯后輸出電壓的滯后角r來調節(jié)輸出功率。而滯后角r是由諧振參數(shù)和開關管工作頻率共同決定的。 從上式可以看出當系統(tǒng)工作在諧振頻率時=1，即r為0度，系統(tǒng)輸出的功率最大。當開關頻率提高時，滯后角r同時開始增大，輸出功率開始下降，從而完成功率調節(jié)。 2.4 本課題設計思路及主要設計內容 本課題研究的是一種感應加熱電源。系統(tǒng)原理圖見圖2.4 圖2.4系統(tǒng)原理結構 本文主要設計內容： (1)給出系統(tǒng)理論模型和主要設計內容。 (2)主回路部分，進一步介紹了整個系統(tǒng)的總體工作過程，分析了主回路的等效模型，通過計算選擇主回路元器件參數(shù)。 (3)控制系統(tǒng)及實驗論

37、證，介紹了控制回路硬件原理和控制模塊SG3525A及其組成方案。 (4)驅動電路部分，給出了IGBT驅動電路的要求和驅動模塊HCPL-316J，及其在本系統(tǒng)的用途，并分析了其短路方法。 (5) 輔助直流穩(wěn)壓電源,對系統(tǒng)設計過程需要的直流供電穩(wěn)壓電源作了具體分析。 (6)硬件調試部分，分析了系統(tǒng)硬件調試需要注意的問題及本系統(tǒng)調試過程中出現(xiàn)的問題。 (7)結論部分，對設計方案進行了綜合和總結，并提出了進一步的工作設想，還附帶了經(jīng)過本次畢業(yè)設計的心得體會。 3 感應加熱電源電路的主回路設計 3.1 主電路的主要設計技術參數(shù) 電網(wǎng)供電電壓：3相380V 感應加熱電源輸出功率：15k

38、W 輸出電流頻率：20KHz 輸出電流值：30A 3.2 感應加熱電源電路的主回路結構 主電路結構框圖如圖3.1所示： 圖3.1 感應加熱電源主結構框圖 感應加熱電源主電路圖，如圖3.2所示 圖3.2 感應加熱電源的主電路圖 如圖3.2所示，它由整流器、濾波器和逆變器組成。整流器采用不可控三相全橋式整流電路。 、和 (C1、C2)構成Ⅱ型濾波器。兩個電解電容C1，C2串聯(lián)以減小單個電容的承受的電壓，R2 , R3起均壓作用。R1為限流電阻，當系統(tǒng)開始上電時，由于電容兩端電壓為零，故剛開始對電容充電時，電流將很大，加上限流電阻R1后則就電流不會很大了。當電容兩端電壓達

39、到一定數(shù)值時，交流接觸器K1閉合，將限流電阻短接。系統(tǒng)即可正常工作。 逆變器采用單相變逆變橋，經(jīng)變壓器和串聯(lián)諧振電路相接。利用輪流驅動單相對角的兩組IGBT工作，把恒定的直流電壓變成10 Hz～10 kHz方波電壓輸出給負載。 3.2.1主回路的等效模型 圖3.2a 主回路等效電路1 （1）從圖3.2可知，開始工作時，首先給電容充電。電路等效為一個一階RC零狀態(tài)響應電路，把整流器理想化為一個直流電壓源。如右下圖所示，開關閉合前電路處于零初始狀態(tài)，即。在時刻，開關閉合，電路接入直流電壓源。根據(jù)基爾霍夫電壓定律（KVL），有 　　　　　 把代入，得電路微分方程　　　

40、 求解微分方程得出： （2）以指數(shù)形式趨近于它的最終恒定值，達到該值后，電壓和電流不再變化，電容相當于開路，電流為零。 當電解電容充滿電后，相當一個直流電壓源。和導通時，整流后的直流電開始給負載供電，電流的流向—R—L——，則主回路等效于一個一階零狀態(tài)響應電路。電路圖如右下圖?！　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　?/p>

41、　　 開關S接通后，（）=（）=0,電路的微分方程為 圖3.2b 主回路等效電路2 　　　　　　　　　 初始條件為（）＝0時，電流的通解為 ： ＝＋ 式中 τ＝ 為時間常數(shù)。 特解＝，積分常數(shù) A＝－（）＝－ 所以 ＝（1－）

42、 （3） 繼續(xù)導通，電壓源提供的電流為0，此時，電感儲存的能量通過和續(xù)流二極管D o2形成回路，等效為一個一階零輸入響應電路。如右下圖所示。電路在開關動作之前電壓和電流已恒定不變，電感中有電流。具有初始電流的電感和電阻連接，構成一個閉合回路。在>0時，根據(jù)KVL，有 圖3.2c 主回路等效電路3 而，電路的微分方程為 　　　　　　　　　 其特征根為 故電流為

43、 電阻和電感上電壓分別為： 圖3.2d 主回路等效電路4 （4）當和關斷，和到通時，電感的自感電流比整流電流大，通過二極管、續(xù)流，等效為一個二階零輸入響應電路。如下圖所示，為串聯(lián)電路，假設電容原已充電，其電壓為，電感中的 初始電流為。則=0時，開關閉合， 此電路的放電過程即是二階電路的零輸 入響應。在指定的電壓、電流參考方向 下，根據(jù)KVL可得 ，電壓，。把它們代入上式，得

44、 　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 　　　　　　　　　　　　　　 　　上式以（令=以方便求解）為未知量的串聯(lián)電路放電過程的微分方程。求解后，特征方程為 解出特征根為 根號前有正負兩個符號，所以有兩個值。為了兼顧這兩個值，電壓可以寫成 = 其中 可見，

45、特征根和僅與電路參數(shù)和結構有關，而與激勵和初始儲能無關。 根據(jù)給定的兩個初始條件結合電壓的表達式，可得 將解得的和代入電壓的表達式 =，就可以得到串聯(lián)電路零輸入響應的表達式： 3.2.2 整流部分電路分析 （1）基本工作原理 為了盡可能減小整流器直流輸出電壓中的紋波，

46、通常在整流器直流一側并聯(lián)容量較大的濾波電容。 本設計采用目前應用最為廣泛的三相橋式全控整流電路，其原理圖如圖3.2所示，習慣將其中陰極連接在一起的3個二極管(Dl、D3、D5)稱為共陰極組；陽極連接在一起的3個二極管(D4、D6、D2)稱為共陽極組。此外，習慣上希望二極管按從1至6的順序導通，為此將二極管按圖示的順序編號，即共陰極組中與a、b、c三相電源相接的3個二極管分別為D1，D3，D5，共陽極組中與a、b、c三相電源相接的3個二極管分別為D4、D6、D2；從以下的分析可知，按此編號，二極管的導通順序為D1—D2—D3—D4—D5—D6。 圖3.3 電容濾波的三相橋式不可控整流電

47、路的波形 對共陰極組的3個二極管，陽極所接交流電壓值最高的一個導通。而對共陽極組的3個二極管，則是陰極所接交流電壓值最低(或者說負得最多)的一個導通。這樣，任意時刻共陽極組和共陰極組中各有1個晶閘管處于導通狀態(tài)，加于負載上的電壓為某一線電壓。此時電路工作波形如圖3.3所示。 從相電壓波形看，以變壓器二次側的中點n為參考點，共陰極組二極管導通時，整流輸出電壓Ud1為相電壓在正半周的包絡線；共陽極組導通時，整流輸出電壓Ud2為相電壓在負半周的包絡線，總的整流輸出電壓，是兩條包絡線間的差值，將其對應到線電壓波形上，即為線電壓在正半周的包絡線。 直接從線電壓波形看，由于共陰極組中處于通態(tài)的二極管

48、對應的是最大(正得最多)的相電壓，而共陽極組中處于通態(tài)的二極管對應的是最小(負得最多)的相電壓，輸出整流電壓為這兩個相電壓相減，是線電壓中最大的一個，因此輸出整流電壓波形為線電壓在正半周期的包絡線。 由圖3.2知,第Ⅰ階段，a相電位最高，共陰極組導通，b相電位最低，共陽極組D6導通。電流流通路徑為a----R--L—D6--b,負載上的電壓＝－＝，變壓器在a、b兩相工作，共陰極組a相電流為正，共陽極組的b相電流為負。 第Ⅱ階段，a相電位仍為最高，繼續(xù)導通，但c相電位最低，D2導通，電流從b相換至c相。D2因承受反向電壓而關斷。這時電流

49、流通路徑為：a----R—L--D2--c, 負載上的電壓＝－＝ 第Ⅲ階段，b相電位最高，D3導通，則共陰極組換相至D3，電流從a相換至b相，因為承受反向電壓而關斷，D2因為c相電位仍為最低，而繼續(xù)導通，電流流通路徑為：b--D5--R--L--D2--c,負載上電壓＝－＝。 以下Ⅳ、Ⅴ、Ⅵ段依次類推。在Ⅳ段，、D4導通，＝。以后重復上訴過程?？芍O管導通順序為、—、—、—、—、—、—、。 3.2.3逆變部分電路分析 (1)全橋逆變電路基本工作原理 電壓型全橋逆變電路的原理圖己在圖3.2中給出，它共有4個橋臂，可以看成由兩個半橋電路組合而成。把橋臂l和4作為一

50、對，橋臂2和3作為另一對，成對的兩個橋臂同時導通，兩對交替各導通. 每個橋臂由一個IGBT和一個反并聯(lián)二極管組成。在直流側接有一個足夠大的電解電容。負載接在兩對橋臀聯(lián)結點之間。 設四個IGBT有兩組的柵極信號在一個周期內各有半周正偏，半周反偏，且二者互補。當負載為感性時，其工作波形如圖3.4所示。輸出電壓為矩形波，其幅值為Um＝Ud,輸出電流波形隨負載情況而異。設t2時刻以前T1,T4通態(tài)，T2,T3為斷態(tài)。t2時刻給T1,T4關斷信號，給T2,T3開通信號，則T1,T4關斷，但由于感性負載中的電流，不能立即改變方向，于是VD2，VD3導通續(xù)流。當t3時刻降為零時，VD2，VD3截止，T2

51、，T3開通。開始反向。同樣，在t4時刻給T2,T3關斷信號，給Tl,T4開通信號后，T2,T3關斷，D1,D4先導通續(xù)流，t5時刻T1,T4才開通。各段時間內導通器件的名稱標于圖3.4。 0 - t t3 t4 0 t1 t2 t5 t6 t V1 V4 　V2 V3 V1 V4 V2 V3 ON VD1VD4 VD2VD

52、3 VD1VD4 VD2VD3 圖3.4 單相全橋電壓型逆變電路工作波形 當T1、T4或T2、T3為通態(tài)時，負載電流和電壓同方向。直流側向負載提供能量；而當D1，D4或D2，D3為通態(tài)時，負載電流和電壓反向，負載電感中貯藏的能量向直流側反饋，即負載電感將其吸收的無功能量反饋回直流側。反饋回的能量暫時儲存在直流側電容器中，直流側電容器起著緩沖這種無功能量的作用。因為二極管Dl、D4、D2、D3是負載向直流側反饋能量的通道，故稱為反饋二極管；又因為Dl、D2、D3、D4 起著使負載電流連續(xù)的作用，因此又稱續(xù)流二極管。 （2）無源功率因數(shù)校正 所謂無源功率因數(shù)校正，

53、就是通過在電路中加入無源電感L或加入無源電感L和無源電容而使整流器輸入端電流接近于正弦的方法，這是人們最早采用的方法。 無源功率因數(shù)校正由三種比較基本的方法：一種是在整流器與直流濾波電容之間串入無源電感Ld；二是在整流器輸入端串入無源LC串并聯(lián)槽路；三是利用電容和二極管網(wǎng)絡構成填谷方式。 本設計采用的是在整流器與直流濾波電容之間串入無源直流電感Ld的無源校正電路，在實際應用時，常常有少量改進，如圖3.5所示 圖3.5無源功率因數(shù)校正的電路 這種少量的改進，主要是在整流器與直流電感之間并入一個數(shù)值較小的電容，使、和構成Ⅱ型濾波器

54、，以對輸出直流電壓有更好的濾波作用，使輸出電壓的紋波更小。由于＜＜，所以其上的電壓還是可以隨著輸入電壓而波動，再則的值也很小，因此對輸入電流的畸變沒有什么影響，整流二極管的導通角也不會因此而減小。 3.3 系統(tǒng)主回路的元器件參數(shù)設定 3.3.1整流二極管和濾波電路元件選擇 （1）整流二極管的選擇 ①整流輸出的電壓平均值為： ＝U≈2.34U ＝2.34220V＝514.8V ②電流平均值 ： 輸出電流平均值為

55、 =/ R 與單相電路情況一樣，電容電流平均值為零、因此 = 在一個電源周期中，有6個波頭，流過每一個二極管的是其中的兩個波頭，因此二極管電流平均值為的l/3，即 =/3=/3 ③二極管D可能承受的最大正向電壓為線電壓峰值的1/2，即（）/2，即220V/2≈269.5V。 ④二極管D可能承受的最大反向電壓為線電壓峰值U=220V≈539V 根據(jù)工程設計技術經(jīng)驗和工藝要求,

56、整流二極管采用4個IN4007。IN4007反向耐壓為1000V，封裝形式DO-41。 （2）濾波電容的選擇 濾波電容器主要起濾波和穩(wěn)定電壓的作用。由于采用三相橋式整流電路，其電壓紋波脈動為300Hz，為保證給逆變電路提供穩(wěn)定的直流電壓，濾波電路的時間常數(shù)，也即濾波電容器Ca與直流電源的等效負載電阻Rd的乘積，必須為紋波中基波的周期時間的6倍以上，這里取8，即 則 電容電壓必須高于 440（V）?？梢赃x用4700uF/400V的電解電容2只串聯(lián)。 3.3.2 IGBT和續(xù)流二

57、極管的選擇 當三相交流電380V整流變成直流電時，其有效值大約在311.8V左右，當IGBT關斷時，續(xù)流二極管導通，穩(wěn)壓電源的全部輸入電壓都加在IGBT集-射極的兩端。因此，開關管的集-射額定電壓UCE必須大于穩(wěn)壓電源的輸入電壓。 IGBT受到的最大正向電壓為逆變器輸入端電壓源的電壓,考慮到開關時的浪涌電壓，取額定電壓： =1.5=1.5311.08=466.62 (V) 額定電流： IM=30=42.4 (A) 另外，考慮與專用驅動芯片HCPL316J的兼容性，故選用型號為G80N60，其有關參數(shù)如下： 表3.4 G80N6

58、0 的性能參數(shù) 開啟電壓 5V1V 柵極擊穿電壓 20V 集射電壓 600V 集電極電流 80A 集射峰值電流 320A 耗散功率 320W 集射截止電流IGES 0.5mA 飽和壓降 2.7V 正向跨導 36 輸入電容 3000pF 下降時間 43ns 根據(jù)續(xù)流二極管的正向額定電流必須等于開關管的最大集電極電流，以及當開關管截止時，輸入電壓加在續(xù)流二極管的兩端，因此，續(xù)流二極管的耐壓值必須大于輸入電壓。再者，因為開關管的工作頻率很高，續(xù)流二極管也只是在IGBT管關斷的很短一段時間內工作，因此這種二極管的恢復時間還必須遠遠小于開關管的工作周期，這樣

59、也只有200ns以下的快速恢復二極管能滿足要求。 3.3.3槽路電容和電感的參數(shù)設定 （1） 槽路電容設計 由于此感應加熱電源不采用阻抗匹配變壓器，因此在設計槽路電容時，主要考慮它與諧振電感的無功能量交換平衡。 感應加熱電源直流側電壓為，逆變時在負載上產生正負交變的方波, 經(jīng)付氏級數(shù)展開基波電壓有效值為。 取Q=3，因此諧振時槽路電容兩端的電壓為： 420.4V 其阻抗為： 所以 所以可按420.4V、569nF選配槽路電容。 （2）諧振電感和電阻的設計 諧振時有

60、 所以 由 所以槽路線圈和負載等效電阻 可按420.4V、30A、112μH設計加熱線圈，負載和線圈等效電阻為3Ω左右。 4 控制電路的設計 在中小容量變頻電源的設計中，采用自關斷器件的脈寬調制系統(tǒng)比非自關斷器件的相控系統(tǒng)具有更多的優(yōu)越性。第一代脈寬調制器SG3525A應用于交流電機調速、UPS電源以及其他需要PWM脈沖的領域。其外圍電路可對串聯(lián)諧振式逆變電源進行多功能控制，實現(xiàn)H橋式IGBT脈寬調制PWM信號的生成和逆變電源的保護功能，以及變

61、頻電源工作過程中諧振頻率的跟蹤控制。 控制電路（圖4.1）的核心為PWM控制器SG3525A，用SG3525A發(fā)出的PWM脈沖，來控制逆變器VT1、 VT4和VT2、VT3輪流導通，從而控制逆變電壓和逆變頻率。圖4.1中SG3525A的6腳連接電阻R，改變R的大小，這樣就可調控SG3525輸出的PWM脈沖頻率。同時通過調節(jié)SG3525的9腳電壓來改變輸出脈寬。 圖4.1控制電路原理圖 反饋電路如上圖4.1所示，當電流互感器從負載端感應出交流電流，通過橋式整流器把他轉化為直流電，在滑動變阻器PR2上產生電壓。由滑動端輸出的信號接到SG3525A的10腳上，當腳10電壓大于0. 7V時，

62、芯片將進行限流操作，當腳10電壓超過1.4V時，將使PWM鎖存器關斷，直至下一個時鐘周期才能夠恢復。 以下分別獨立介紹感應加熱電源控制電路各個組成部分的基本原理、功能及參數(shù)計算。 4.1 控制芯片SG3525A 設計電路的控制電路是整個電路的主要部分。如何保證系統(tǒng)穩(wěn)定且可靠工作,又使系統(tǒng)的開發(fā)周期短,性價比高,是一個需要綜合考慮的問題。目前實際產品應用中有各種典型的控制電路,鑒于對電源和驅動的要求,結合本次畢業(yè)設計選擇了SG3525A. 4.1.1內部邏輯電路結構分析 SG3525A的內部結構見圖4.2，由基準電壓調整器、振蕩器、誤差放大器、比較器、鎖存器、欠壓鎖定電路、閉鎖

63、控制電路、軟起動電路、輸出電路構成。 （1）欠壓鎖定功能 基準電壓調整器受巧腳的外加直流電壓的影響，當?shù)陀?V時，基準電壓調整器的精度值就得不到保證，由于設置了欠壓鎖定電路，當出現(xiàn)欠電壓時，欠壓鎖定功能使A端線由低電壓上升為邏輯高電平，經(jīng)過SG3525A的13腳輸出為高電平，功率驅動電路輸出至功率場效應管的控制脈沖消失，逆變器無電壓輸出。 圖4.2 SG3525A內部結構 （2）系統(tǒng)的故障關閉功能 集成控制器SG3525A內部的T3晶體管基極經(jīng)一電阻連接10引腳。過流保護環(huán)節(jié)檢測到的故障信號使10腳為高電平。由于T3基極與A端線相連。故障信號產生的關閉過程與欠電壓鎖定過程

64、類似。在電路中，過流保護環(huán)節(jié)還輸出一個信號到與門的輸入端，當出現(xiàn)過流信號時，檢測環(huán)節(jié)輸出一低電平信號到與門的輸入端，使脈沖消失，與SG 3525的故障關閉功能一起構成雙重保護。 （3）軟起動功能 軟起動功能的實現(xiàn)主要由SG3525A內部的晶體管T3和外接電容C3及鎖存器來實現(xiàn)的。當出現(xiàn)欠壓或者有過流故障時，A端線高電平傳到T3晶體管基極，T3導通為8引腳外接電容C3提供放電的途徑。C3經(jīng)T3放電到零電壓后，限制了比較器的PWM脈沖電壓輸出，電壓上升為恒定的邏輯高電平，PWM高電平經(jīng)PWM鎖存器輸出至D端線仍為恒定的邏輯高電平，C3電容重新充電之前，D端線的高電平不會發(fā)生變化，封鎖輸出。當故

65、障消除后，A端線恢復為低電平正常值，T3截止，C3由50μA電流源緩慢充電，C3充電對PWM和D端線脈沖寬度產生影響，同時對P1和 P2輸出脈沖產生影響，其結果是使P1和P2脈沖由窄緩慢變寬，只有C3充電結束后，P1和P2的脈沖寬度才不受C3充電的影響。這種軟起動方式，可使系統(tǒng)主回路電機及功率場效應管承受過大的沖擊浪涌電流。 4.1.2芯片管腳及其功能介紹 SG3525脈寬調制型控制器是美國通用電氣公司的產品，作為SG3524的改進型，更適合于運用MOS管作為開關器件的DC/DC變換器，它是采用雙級型工藝制作的新型模擬數(shù)字混合集成電路，性能優(yōu)異，所需外圍器件較少。它的主要特點是：輸出級采用

66、推挽輸出，雙通道輸出，占空比0-50%可調，每一通道的驅動電流最大值可達200mA，灌拉電流峰值可達500mA?？芍苯域寗庸β蔒OS管，工作頻率高達400KHz，具有欠壓鎖定、過壓保護和軟啟動等功能。該電路由基準電壓源、震蕩器、誤差放大器、PWM比較器與鎖存器、分相器、欠壓鎖定輸出驅動級，軟啟動及關斷電路等組成，可正常工作的溫度范圍是0-700℃?；鶞孰妷簽?.1 V士1%，工作電壓范圍很寬，為8V到35V。 SG3525采用16端雙列直插DIP封裝，引腳圖及各端子功能介紹如下： 圖4.3 SG3525A的引腳圖 INV.INPUT(反相輸入端1)：誤差放大器的反相輸入端，該誤差放大器的增益標稱值為80db，其大小由反饋或輸出負載來決定，輸出負載可以是純電阻，也可以是電阻性元件和電容元件的組合。該誤差放大器共模輸入電壓范圍是1. 5V-5. 2V。此端通常接到與電源輸出電壓相連接的電阻分壓器上。負反饋控制時，將電源輸出電壓分壓后與基準電壓相比較。 NI.NPUT（同相輸入端2)：此端通常接到